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減緩配電網沖擊的超級電容儲能站充電技術

作者:中國儲能網新聞中心 來源:浙江電力雜志 發布時間:2019-07-09 瀏覽:
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減緩配電網沖擊的超級電容儲能站充電技術

凡紹桂, 段建東, 趙 克, 國海峰, 孫 力

(哈爾濱工業大學, 哈爾濱 150001)

本文引文信息:凡紹桂, 段建東, 趙克等. 減緩配電網沖擊的超級電容儲能站充電技術[J]. 浙江電力, 2019, 第38卷(5):18-24.

0 引言

隨著城鎮化進程的加快, 城市交通壓力越來越大。輕軌電車、 “智軌”電車等新能源公共交通工具的廣泛應用, 在減少空氣污染的同時, 有效減輕了城市交通壓力。公共交通電車的儲能裝置主要采用鋰電池儲能系統和超級電容儲能系統,與鋰電池儲能系統相比, 超級電容儲能具有以下優點[1]:

(1)循環壽命長, 正常使用情況下循環壽命大于100 萬次。

(2)工作溫度范圍寬(-40 ℃~+70 ℃), 適用于高寒地區。

(3)充放電電流大, 可用于吸收回饋制動的能量, 提高電車運行效率。

基于這些優點, 超級電容電車將在城市公共交通中得到廣泛應用。

由于超級電容儲能系統能量密度較低, 每隔幾千米或十幾千米需要對基于超級電容儲能的電車充電。為了減少電車停靠時間, 要求充電時間短, 一般為幾十秒, 這就需要充電站具有較大的充電功率。目前工程應用的充電站為整流式充電站, 如圖1 (a) 所示。充電站采用10 kV 電網供電, 先經過多脈波整流變壓器產生移相電壓, 再進行多脈波整流, 將交流電轉換為直流電, 最后通過DC/DC 變換器為超級電容電車充電。該充電站需要10 kV 專用電網, 采用兆瓦級工頻變壓器,體積較大, 且充電時對配電網沖擊較大。為解決整流式電站存在的對城市配電網的大負荷短時沖擊問題, 有研究者提出了基于超級電容預儲能的電車充電站[2], 如圖1(b)所示。采用380 V 交流電供電, 經PWM(脈沖寬度調制)整流后變為直流電, 再采用隔離DC/DC 變換器為充電站超級電容組充電, 充電功率較小。與整流式充電站相比,基于超級電容儲能的充電站對配電網無沖擊, 且不需要10 kV 專用電網, 具有功率因數高、 高頻變壓器體積小等優點。基于超級電容儲能的充電站需要對充電站的超級電容組預充電, 本文將研究預充電的充電拓撲以及充電策略。

圖1 2 種電車充電站結構

1 充電站超級電容組充電拓撲及運行分析

1.1 充電站超級電容組充電拓撲研究

基于超級電容預儲能的電車充電站, 采用三相四線PWM 整流裝置實現單位功率因數整流。考慮到安全性, 采用隔離DC/DC 變換器將超級電容組與電網電氣隔離。提高開關管頻率能夠有效減小高頻變壓器體積, 而低電壓等級的開關管具有較高的工作頻率。采用隔離三電平DC/DC 變換器拓撲, 使開關管電壓應力減小為直流母線電壓的一半[3], 可以選用低電壓等級開關管, 從而提高變換器開關頻率, 減小高頻隔離變壓器體積。充電站超級電容組充電拓撲如圖2 所示。

圖2 充電站超級電容組充電拓撲

充電站超級電容組充電拓撲為2 級結構, 前級為PWM 整流裝置, 實現復雜電網條件下的單位功率因數整流, 將交流電變換為直流電;后級隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電。采用三相四線制PWM 整流器, 為隔離三電平DC/DC 變換器提供2 路串聯相等的電壓。隔離三電平DC/DC 變換器能夠有效減小開關管電壓應力, 提高開關頻率, 且開關管能夠實現零電壓軟開關[4],進一步提高開關管頻率。開關頻率的提高能夠有效減小高頻變壓器體積。

1.2 基于超級電容預儲能的充電站運行分析

基于超級電容預儲能的電車充電站運行為:在電車進站前, 為充電站超級電容組預充電;當電車進站后, 將充電站超級電容組能量通過大功率非隔離DC/DC 變換器轉移至車載超級電容組,并將車載超級電容組充滿。由于電車在不同負載下剩余電荷不同, 因此在電車充電后, 充電站超級電容組剩余電荷量不同。圖3 給出了電車充電后超級電容組SOC(荷電狀態)。如圖3(a)所示,電車負荷較大時, 電車充電前剩余電荷量較小,充電后充電站電容組剩余電荷量較小;如圖3(b)所示, 電車負荷較小時, 電車充電前剩余電荷量較大, 充電后充電站電容組剩余電荷量較大。

電車每次充電前, 應將充電站的超級電容組充至滿電, 以適用于不同的電車負荷。充電站超級電容組預充電方式主要分為最大電流充電與連續電流充電2 種, 如圖4 所示。

圖3 電車充電后超級電容組SOC

圖4 充電站超級電容組充電方式

最大電流充電方式如圖4(a)所示, 時間(t0~t2), (t3~t5)為充電站超級電容組預充電階段, 采用最大充電電流I omax 為其充電;時間(t2~t3), (t5~t6)為電車進站, 充電站超級電容組的能量轉移至車載超級電容組。由于采用最大電流為充電站超級電容組預充電, 在電車進站前, 充電站超級電容組被充滿, 充電裝置停止運行, 此時充電電流為間歇式。連續電流充電方式如圖4(b)所示, 時間(tt0~tt1), (tt2~tt3)為充電站超級電容組充電階段, 時間(tt1~tt2), (tt3~tt4)電車進站, 充電站超級電容組的能量轉移至車載超級電容組。充電站超級電容組在充電過程中, 充電電流連續。

最大電流充電方式下充電電流為間歇式, 充電站超級電容組充滿后需要關停充電裝置。該充電方式存在兩方面問題:首先充電功率為間歇式,對電網沖擊較大;其次需要反復的關停充電裝置,而PWM 整流裝置在啟動過程中存在過電流問題。而連續電流充電方式不存在這些問題, 充電功率平穩且不用反復關停充電裝置。

2 充電站超級電容組充電控制策略

超級電容組充電裝置由PWM 整流器與隔離三電平DC/DC 變換器兩部分組成。為增強對電網的適應性, PWM 整流裝置應實現不平衡電網下的單位功率因數整流。先以PWM 輸出的2 路串聯相等的電壓作為三電平DC/DC 變換器輸入,然后再控制DC/DC 變換器輸出電流為超級電容組充電。充電控制策略總體框圖如圖5 所示,PWM 整流器實現輸出電壓閉環控制, 輸出電容電壓差均衡控制, 而DC/DC 變換器實現輸出電流閉環控制。

圖5 預充電控制策略總體框圖

2.1 三相四線PWM 整流器控制策略

三相四線PWM 整流器數學模型已在文獻[5]中進行了詳細介紹。不平衡電網下, PWM 輸出電壓會產生二倍頻波動, 可采用正負序分離方法分別對正、 負序dq 軸分量進行控制, 抑制輸出電壓波動。同時零序分量由輸出電容電壓差控制,三相四線制PWM 整流器控制框圖如圖6 所示。

圖6 三相四線PWM 整流器控制框圖

如圖6 所示, 輸出電容電壓差控制環路獨立于功率控制環, 輸出電容電壓差控制系統的給定為0, 經PI 閉環控制后產生零序電流給定信號,經零序電流閉環后產生零序電壓給定信號。直流母線電壓u DC 經PI 調節器閉環后, 產生直流電流給定信號, 再與直流電壓給定信號相乘得到有功功率給定信號。不平衡電網下, 正、 負序電壓電流產生的功率[6]為:

式中: pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為正序電網電壓的dq 軸分量;pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為負序電網電壓的dq 軸 分量;pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為正序并 網電流的dq 軸分量;pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為負序并網電流的dq 軸分量;P0 為有功功率直流分量;P c2 為有功功率二倍頻余弦振蕩分量;P s2 為有功功率二倍頻正弦振蕩分量;Q0 為無功功率直流分量;Q c2 為無功功率二倍頻余弦振蕩分量;Q s2 為無功功率二倍頻正弦振蕩分量。

控制器的控制量有pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21共4 個自由度,而功率有P0, P c2, P s2, Q0, Q c2, Q s2 共6 個自由度,只能選其中的4 個功率進行控制。有功P0 必須被控制, 為了避免直流母線產生二倍頻波動, 有功功率二倍頻分量P c2=0, P s2=0。為了實現單位功率因 數 并 網, 無 功 功 率Q0=0。因 此 選 擇P0, P c2,P s2, Q0, 其表達式如式(2)所示。有功功率直流分量給定由輸出直流電壓閉環得到, pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21, pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21,pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21, 已知功率給定, 對矩陣M 4×4 求逆, 可以得到dq 軸電流給定表達式如式(3)所示。

式中:

由式(3)可知, 除了功率給定, 需要得到電網電壓dq 軸分量pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21, 才能得到電流dq軸給定值。在電壓檢測過程中, dq 軸分量互相影響, 含有二倍頻振蕩。一種簡單的方法是通過添加陷波器消除二倍頻振蕩[7], 但是陷波器減小了系統相角裕度, 使系統穩定性變差。本文采用正負序解耦合電壓檢測方法。電網電壓的dq 軸分量可以表示為:

式中:pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為正序、 負序分量平均值, 為有用信息; pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為變換矩陣, 如式(5)所示。

式中:ω 為鎖相環得到的電網電壓矢量角頻率。

根據式(4)得到電網dq 軸分量檢測方法, 如圖7 所示。先由LPF(低通濾波器)濾波得到dq 軸分量平均值, 再利用該平均值對交流量進行解耦, 從而有效減小輸出平均值振蕩。從衰減交流信號以及快速性綜合考慮, LPF 截止頻率可以選為pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21。電網電流正負序dq 軸分量檢測方法同電壓檢測方法。

圖7 電網電壓正負序dq 軸分量電壓檢測方法

如圖6 所示, 正負序電流經dq 軸解耦后,經PI 調節器閉環控制, PI 調節器設計方法在文獻[8]中已詳細介紹。電流閉環控制后得到dq 軸電壓控制信號, 再經式(6)的變換將dq 軸控制電壓變換至αβ 軸。零序電壓控制信號由輸出電容電壓差控制環路得到。根據αβ0 軸電壓給定產生三相PWM 驅動信號S abc。

2.2 超級電容組充電電流控制策略

采用隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電, 因此對該變換器采用輸出電流閉環控制策略。采用狀態空間平均法對隔離三電平DC/DC變換器建模, 得到變換器穩態工作點為V SC=Du DC/2n, 占空比至輸出電流的傳遞函數為:

式中:n 為變壓器變比;u DC 為輸入直流母線電壓;L o 為輸出濾波電感。

隔離三電平DC/DC 變換器的輸出電流經PI調節器閉環控制的框圖如圖8 所示, 其中G f i(s)為電流采樣的傳遞函數;T s 為PWM 周期。可采用工程設計法[9]對PI 調節器進行設計, 將系統設計為典型Ⅱ型系統。

圖8 輸出電流閉環控制框圖

為實現超級電容組連續電流充電, 需要對超級電容組SOC 進行估計。在功率應用中, 超級電容組模型可以采用一階RC 模型等效[10], 如圖9 所示。圖中R esr 為等效串聯內阻,C=C0+ku 隨電容電壓u 變化。根據圖9 所示模型, 得到超級電容組的SOC 如式(8)所示:

圖9 超級電容組等效電路模型

考慮到有軌電車充電時間間隔固定, 可以假設電車充電時間間隔已知, 為時間t。電車充電完成后,充電站超級電容組SOC 可以估計出SOCInitial,而在電車下次充電前, 充電站超級電容組應達到額定SOCN=100%的狀態, 則可以計算出充電電流如式(9)所示, 計算的電流值作為DC/DC 變換器輸出電流給定, 即可實現連續的充電電流。

式中:SOCN 為充電站超級電容組額定SOC;SOCInitial 為電車充電完畢后充電站超級電容組SOC;t 為電車充電時間間隔。

3 仿真驗證

采用MATLAB Simulink 仿真實驗對本文研究的充電站超級電容組充電策略進行驗證。三相四線制PWM 整流器主要參數如表1 所示, 隔離三電平DC/DC 變換器主要參數如表2 所示。采用相電壓為220 V 的三相交流為充電站超級電容模組充電, 超級電容組的額定工作電壓為700 V,額定容值為25 F, 電車充電時間為30 s, 充電時間間隔為300 s。

3.1 三相四線制PWM 整流仿真驗證

主要驗證PWM 整流器在不平衡電網下, 單位功率因數整流性能、 輸出電壓二倍頻紋波抑制性能以及輸出電容電壓均衡性能。仿真過程中,負載為28 kW 時, 在0.4 s 時電網變為不平衡,電網電壓由三相對稱相電壓有效值220 V 突變為u a=220 V, u b=154 V, u c=88 V。B 相電壓、 電流波形如圖10 所示。電流與電壓同相位, 在0.4 s 時刻,B 相電壓由峰值311 V 突變至峰值218 V。電壓突變后, B 相電流經過2 個周期動態調整, 重新與B 相電壓同相位。B 相電流峰值電壓跌落前為67 A, 跌落后為83 A。

圖10 B 相電壓、 電流波形

電網電壓變化前后的三相電流波形、 輸出電容電壓差波形以及輸出電壓波形如圖11 所示。輸出電容差在電網電壓對稱情況下被閉環為0,在電壓不對稱后, 輸出電容差存在低頻波動, 但是波動幅值小于1 V。在電網電壓突然變化后,輸出電壓突降至1 457 V, 在0.02 s 后恢復至1 500 V。仿真波形說明PWM 整流器控制策略正確, 能夠輸出滿足要求的穩定電壓。

圖11 PWM 整流主要波形

3.2 隔離三電平DC/DC 變換器仿真驗證

隔離三電平DC/DC 變換器直接為超級電容組充電, 主要通過仿真驗證其輸出電流控制性能以及輸出電流給定的正確性。圖12 為輸出電流動態響應波形, 在5 s 時輸出電流給定由20 A 變為40 A, 輸出電流動態調整時間為20 ms, 且在動態調整過程中無超調。充電站對充電電流響應速度不是很敏感, 可以設計為無超調系統, 以保證動態調整過程中不會出現過電流現象, 從而確保充電站安全。圖13 為2 個充電站超級電容組2 個充電過程的主要波形, 其中SOC 為超級電容組荷電狀態;I o_ref 為根據式(9)計算的充電電流的給定;i SC 為超級電容輸入輸出電流;u SC 為超級電容組端電壓。0~300 s 為第一個充電過程, 充電初始荷電狀態為SOCInitial=58.6%, 根據式(9)計算出充電電流為21.7 A;在300 s 時, 超級電容組SOC 充電至100%。采用350 A 電流對電容組放電30 s, 以此模擬電車充電過程。在330 s 時, 電車充電結束, 電容組荷電狀態變為SOCInitial=37.5%,根據式(9)計算出充電電流為32.8 A;在630 s 時,超級電容組SOC 充電至100%。在充電過程中電流連續, 不存在反復啟停充電設備的情況。以上仿真實驗說明根據SOC 計算充電電流的充電策略是正確的。

4 結語

本文對基于超級電容預儲能的電車充電站電容組充電策略進行研究, 首先, 研究了充電裝置拓撲結構;其次分別研究了三相四線制PWM 整流器的控制以及隔離三電平DC/DC 變換器的輸出電流控制策略。通過采用正負序電流分別閉環控制, 使PWM 整流器在不平衡電網下能夠輸出低脈動電壓。同時研究了輸出電容電壓差閉環控制策略, 使2 個輸出電容電壓均衡, 為后級隔離三電平DC/DC 變換器提供2 個平衡的電壓。基于SOC 的電流給定策略, 采用電流輸出閉環控制隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電, 使充電電流連續, 對配電網無沖擊, 且不存在反復啟停充電設備情況。Simulink 仿真實驗驗證了本文所提充電策略的正確性和有效性。

參考文獻:(略)

DOI: 10.19585/j.zjdl.201905003

開放科學(資源服務)標識碼(OSID):

pagenumber_ebook=21,pagenumber_book=18

基金項目: 國家自然基金青年基金項目(51507039);國家博士后基金項目(2016M591529)

作者簡介: 凡紹桂(1989), 男, 博士研究生, 研究方向為超級電容儲能系統管理技術及超級電容儲能系統的應用技術。

關鍵字:超級電容儲能站

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